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基于GaN器件的高效率电动汽车车载充电机技术研究 2022-03-24 14:52
参考文献：邹颖，基于GaN器件的高效率电动汽车车载充电机技术研究【D】，辽宁工业大学，2019
（转载请注明出处及作者）
电动汽车车载充电机随车携带，更便于电动汽车的能量补给，但是受到体积、重量及供电功率的限制，车载充电机只能采用慢速充电模式，其充电功率一般为3.3kW或6.6kW。车载充电机可以将220V/16A的家庭用电作为能量来源，也可以在能够提供16~32A交流电源的场所进行功率变换。目前，车载充电机作为电动汽车的标配充电设备需要尽可能小的体积和尽可能高的效率。为了充分利用供电系统的容量，电动汽车车载充电机几乎无一例外的采用有源功率因数校正与DC/DC变换器的两级供电模式，在同等供电容量基础上获得最大化的输出功率。
车载充电机发展现状
在国内外各级政府的大力推广下，多家企业相继投身于车载充电机的产品研发，国外企业主要有美国的特斯拉、艾默生、德国的英飞凌及法国的法雷奥等，国内企业主要有深圳比亚迪、洛阳嘉盛、南京中港电力、湖北许继、威迈斯等，他们的产品功率等级均小于22kW，效率均在93%~95%之间。目前，我国电动汽车车载充电机多为3.3kW或6.6kW功率等级，通过采用单相220V/16A家庭用电实现3.3kW功率输出，或采用三相220V/32A交流充电桩实现6.6kW功率输出。现有的电动汽车多配备3.3kW功率等级的车载充电机，如特斯拉、沃尔沃S60L、奔驰C350el、腾势400等车型均可采用家用供电插座实现充电。表1.2为国内外电动汽车车载充电机产品性能指标。
由上表可以看出，国内外车载充电机品牌的输入电压范围较宽，输出功率以3.3kW为主，功率因数超过0.98，整机效率能够达到94%以上。
两级式车载充电机拓扑及关键技术研究现状
由于车载充电机需要满足小型化、轻量化及高效率等应用需求，因此，目前车载充电机大多采用高频技术实现。高频开关电源主要采用单级式变换结构或两级式变换结构，其中的两级式变换结构由前级PFC以及后级DC/DC变换器构成。与单级式变换器相比，具有较高的功率因数和较小的谐波失真率，能够实现更高效的功率变换。
高效率PFC是减小谐波污染，实现高电能利用率的重要前提，是实现高效率车载充电机的重要保障。虽然传统升压型PFC具有较佳的特性，但是其结构中存在的整流桥在导通过程中将产生较大的损耗，以致于限制了PFC效率的提升。
后级DC-DC变换器拓扑结构的选择对车载充电机的高效率设计影响极大。目前，常用的高效率开关转换技术包括高频化技术、软开关技术、同步整流技术等，它们为高效率功率变换提供了技术支持。常用的软开关技术有移相零电压技术及LLC谐振变换技术等。
为了提高车载充电机的效率，除了通过选用高效率拓扑结构实现以外，开关器件的选择也至关重要。自20世纪80年代中期以来，功率MOSFET由于其开关速度快和电流增益高等优点而迅速发展。直至今日，绝大多数开关电源仍采用功率MOSFET。在车载充电机的设计中也常选择MOSFET作为开关管。随着器件制造工艺的提升，第三代功率半导体器件SiC MOSFET、GaN等具有更佳优异的开关特性，受到了国内外诸多学者的越来越广泛的研究。
随着国内外电动汽车产业的不断发展，车载充电机技术发展为电动汽车的普及起到了重要的推动作用，高效率、小型化的车载充电机技术正成为研究热点。基于单相家用供电系统的车载充电机，其高效率功率因数校正、高效率DC-DC变换和整机小型化是车载充电机设计中需要解决的关键问题，目前，车载充电机拓扑结构中多采用传统Si MOSFET作为开关管，这限制了车载充电机的工作频率及效率。辽宁工业大学邹颖在硕士论文中针对基于新型GaN器件的两级式高效率电动汽车车载充电机进行了以下研究。
基于GaN器件的两级式车载充电机由前级PFC和后级DC-DC变换器构成。前级PFC变换器设计采用基于GaN器件的图腾柱无桥PFC电路拓扑，以GaN器件作为高频桥臂开关管解决了采用传统Si MOSFET开关管无法使变换器工作在电感电流CCM模式问题，提高了变换器的功率等级。设计了以单周期控制芯片IR1150为主控芯片的全硬件控制电路，采用同步整流器型控制方式，实现了高频桥臂开关管的同步整流器型互补驱动控制，使GaN器件在有栅极正向驱动电压条件下反向导通续流，降低了GaN器件的反向导通压降，进一步提高了图腾柱无桥PFC的效率。通过PSIM仿真软件对电路拓扑及同步整流器型控制方式进行仿真验证，仿真结果表明，基于同步整流器型控制方式的图腾柱无桥PFC有效提高了功率因数校正效果。
采用HB-LLC谐振变换器作为后级DC-DC电路拓扑，设计了变换器的控制电路，实现软开关控制和恒流/恒压模式充电控制。HB-LLC谐振变换器设计以UCC25600为主控制芯片，控制HB-LLC谐振变换器的开关频率工作在谐振频率点附近，同时实现了一次侧开关管ZVS 开通及二次侧输出整流二极管ZCS关断，有效地降低了开关过程损耗；采用级联型GaN器件作为HB-LLC谐振变换器的开关管，能够进一步提高变换器的工作频率，减小元器件体积，提高整机效率。控制电路中通过电流反馈环、电压反馈环将检测的输出电流及电压与车载充电机额定输出对比调整，实现恒流充电模式及恒压充电模式的切换。PSIM仿真结果表明，HB-LLC谐振变换器能够在全负载范围内实现一次侧开关管ZVS开通及二次侧输出整流器ZCS关断，并能以8.25A进入恒流充电模式、400V进入恒压充电模式。
最后，搭建了基于GaN器件的3.3kW实验样机进行验证。实验测试结果表明，实验样机设计参数能满足车载充电机的应用要求，实现了8.25A恒流、400V恒压充电模式，在满载状态下，PFC效率能够达到97.9%以上，整机效率达到96%以上，满足了车载充电机小型化、高效率化等应用需求。
随着国内外电动汽车产业的不断发展，车载充电机技术发展为电动汽车的普及起到了重要的推动作用，高效率、小型化的车载充电机技术正成为研究热点。基于单相家用供电系统的车载充电机，其高效率功率因数校正、高效率DC-DC变换和整机小型化是车载充电机设计中需要解决的关键问题，目前，车载充电机拓扑结构中多采用传统Si MOSFET作为开关管，这限制了车载充电机的工作频率及效率。辽宁工业大学邹颖在硕士论文中针对基于新型GaN器件的两级式高效率电动汽车车载充电机进行了研究。
以下为论文节选：
系统总体方案及关键技术分析
车载充电机是将交流供电系统的能量转换为车用锂电池组储能的车用充电装置。根据车载充电机的基本技术要求，提出了基于前级图腾柱无桥PFC及后级HB-LLC的两级式车载充电机电路拓扑的整体设计方案。其中，前级图腾柱无桥PFC能够有效提高车载充电机的输入功率因数，减小输入电流谐波，实现直流母线预稳压作用，并有效提升交流供电系统的电能利用率，为车载充电机后级提供尽可能高的输入功率；后级HB-LLC不仅能够为负载提供所需要的直流电压，还能够实现电气隔离，保证电气安全。两级式变换结构可以工作在较宽的输入输出电压范围，实现高效率功率变换。应用具有高性能开关特性的新器件GaN FET，可以进一步提高两级式车载充电机的整机效率。
电动汽车车载充电机基本技术要求
该论文研究的车载充电机是基于单相220V/16A交流供电系统对车用锂电池组实现充电的。受到电网输入容量限制，本文研究的电动汽车车载充电机功率等级为3.3kW，其基本性能要求为：
（1）输入电压范围：190~240VAC
（2）输入电流限制值：16Arms
（3）输入频率：50Hz ± 2%交流电网
（4）输入功率：3.5k W
（5）恒流充电模式的输出电流：8.25A，输出充电电压范围：300~400VDC
（6）恒压充电模式的输出电压：400V，输出充电电流范围：0~8.25A
（7）最大输出功率3.3kW
（8）功率因数：>0.99；整机效率：>94%
总体方案设计
车载充电机的供电系统通常为单相220V/16A交流供电电网。为了最大限度的利用电能，根据车载充电机的基本技术要求，本文采用两级式高频开关电源拓扑结构，其中包括用于提高变换器输入功率因数，减小输入电流谐波，实现直流母线预稳压作用的前级PFC 变换器和为满足车载锂电池组恒流/恒压充电模式的后级DC-DC变换器，以及前、后级变换器相对应的控制电路。车载充电机的整体结构框图如图2.1所示。交流供电电网提供的50Hz单相交流电经过电源滤波器供给前级PFC功率变换器进行功率因数校正，并利用单周期控制方式使前级PFC电感电流工作在CCM工作模式，以提供稳定的直流输出电压供给后级DC-DC变换器；后级DC-DC变换器经过谐振控制电路工作于软开关状态，最终在实现电气隔离的同时以恒流/恒压方式为车用锂电池组提供所需的直流电。两级式车载充电机结构不仅可以提高车载充电机的效率及供电系统电能利用率，恒流/恒压供电模式还可以有利于延长车用锂电池组的使用寿命，提高电动汽车的续航里程。
功率因数校正技术
功率因数校正（PFC）电路主要是通过改变电路自身结构使电路呈现纯电阻负载状态，从而获得与输入电压呈线性关系的基波电流，避免向电网回馈高次谐波电流，以最大限度地利用电网电能并最大限度地减小无功损耗，达到高PF值的一项技术。可以看出，高效率PFC是实现高电能利用率的重要前提。对于直接由家用16A供电插座提供电能的千瓦级电动汽车车载充电机而言，必然需要功率因数校正级，在单相220V/16A交流供电系统条件下，最大标称输入功率为：
如果采用在整流滤波后直接接入电容器的滤波方式，其功率因数仅能达到0.7。若车载充电机效率按0.94计算，此时最大有功输入功率和最大输出功率为：
很显然，由于功率因数较低，导致在16A输入电流限制条件下的最大输出功率只能达到2303.94W，较低的充电功率加长了电池充电时间，按最大充电功率2.3kW计算，50kWh的电池在8小时内仅能充得电能18.4kWh，相当于36.8%的电池能量，这将严重影响车辆的续航里程。因此对于电动汽车车载充电机来说，高效率PFC不仅能够提高输入电能的利用率，而且能够有效提高整机输出功率，减少充电机发热，缩短充电时长，所以尽可能的提高供电电能利用率更为重要。
目前，最为常用的有源PFC 电路是由整流电路和斩波电路构成，其具有较低的高次谐波，较高的PF值，所有的DC-DC电路均可以实现PFC 功能。但是，其中的反激式PFC的输出电压纹波（100Hz）较大；降压型PFC的输出电压不高于80V，全电压应用功率等级较低，PF值较小；升压型Boost PFC的输出电压较高，因而能够实现更高的功率等级，具有更高的PF值，是最为常用的PFC拓扑。
传统升压型Boost PFC拓扑
传统升压型Boost PFC是通过在整流桥后接Boost电路方式来迫使输入电流波形无相位差地跟随输入电压波形，电路如图2.2所示。在每半个工作周期内，电流回路中都会有3个功率器件导通，包括两个整流桥二极管，还有一个MOS管或者升压二极管。在电力电子电路中，二极管的正向压降不再是小信号时的0.7V，一般为0.9V~1.2V（由制造商制造水平决定），这将导致更大的导通损耗和开关损耗。
在全电压范围电压低端85Vrms时，输入电流更大，整流桥损耗更为明显。假设设备的供电系统为家用单相220V/16A交流供电系统，则其最大标称输入功率为3500W，对应的输入电流峰值为：
如果选择的整流桥二极管的导通压降FV为1.2V，则对应的总损耗为：
则整流桥的总损耗占总输入功率的3%左右。可以看出，传统升压型Boost PFC虽然是最为常用的PFC拓扑，但是其输入整流桥的导通损耗较大，限制了PFC效率的进一步提升。如果能够去除整流桥损耗，则PFC效率将有明显的提高，对此相继出现了多种无桥PFC解决方案，它们均属于升压型Boost PFC结构，是近年来高效率PFC技术的研究热点。
无桥PFC电路拓扑
针对传统升压型Boost PFC整流桥损耗较大等问题，多种无桥PFC拓扑被相继提出，它们目的皆在于去除两只整流桥二极管，减小导通回路中开关器件损耗，提高PFC效率。图2.3为标准无桥PFC电路。相对传统升压型Boost PFC电路，这种拓扑在电路正常工作过程中，交流回路中导通的二极管数量至少减少一只，在最低交流电压条件下明显提高整机电源效率。
这种标准无桥拓扑在解决整流桥二极管损耗的同时也带来了几个问题：电路在交流输入电压的正半周，S2始终处于续流导通状态，可近似认为交流输入N线直接连到了地线上；但是在交流输入电压的负半周，N线连在高频（开关频率）跳动的点上，PFC输出的公共端与交流电源没有共同参考电位，会产生幅值约等于输出电压Uout的高频脉冲，同时寄生电容的存在将导致输入端较大的共模干扰出现，这将加重对电源滤波器的要求，因此较传统升压型PFC 无明显优势。
为了充分发挥无桥PFC优势，消除标准无桥PFC拓扑共模干扰，对电路进行改进，从而出现了双Boost无桥PFC，电路如图2.4所示。这种拓扑采用双对称绕组电感，保证了在交流输入电压负半周期间PFC输出能够直接与交流输入N线，有效消除了共模干扰问题。这种拓扑不仅有标准无桥PFC的优点，在减小了输入电流纹波的同时也使效率得到了明显提升。
但是这种改进方式又带来了一些新的问题：采用双对称绕组电感导致PFC主体和交流输入端间接相连，这就导致了控制电路中对交流输入信号的检测变得十分复杂，也使得传统CCM控制芯片不能使用。因此需要对电路进行进一步改进，下图是一种改进型双Boost无桥PFC电路，即无桥分相PFC。这种方式保证了PFC输出负端与交流输入端直接连接，有效的解决了标准无桥PFC输出的公共端与交流电源没有共同参考电位，输入共模干扰大以及双Boost无桥PFC电路电流采样困难等问题。
尽管无桥分相PFC拓扑结构消除了共模干扰问题，但是这种拓扑必须使用两个电感分别工作于半个交流周期，电感具有较低的利用率；类似地，电路中的开关管S1、S2及低频二极管D1~D4仅仅工作在半个交流周期，因此该拓扑的元件利用率较低。
针对上述电路所存在的各种问题，本文主要分析电路结构简单，不需要另外添加元器件便能消除共模干扰的图腾柱无桥PFC拓扑结构，其电路如图2.6所示。与前面所述的各种无桥PFC相比较，图腾柱无桥PFC变换器的结构更加简单，并具有所用元器件少，成本低，共模干扰较小等优势。这种拓扑与标准无桥PFC类似，仅仅变换了开关管和二极管的位置，由开关管S1、S2 组合成高频桥臂，低速二极管D1、D2组合成低频桥臂。在交流输入电压正半周，输出地通过D2连接于交流输入端；在交流输入电压负半周期，输出母线通过D1连接到交流输入端，解决了标准无桥PFC拓扑共模干扰问题。
这种拓扑结构虽然很早就被提出，但是由于电路结构特点，对高频桥臂开关的反向特性要求极高，因而未能在实际中得到广泛应用。早期，人们希望运用Si MOSFET来实现图腾柱式无桥PFC，但是这种拓扑结构需要采用Si MOSFET的寄生体二极管来为电感电流提供续流通路，而在高频特性下的Si MOSFET的寄生体二极管反向恢复特性较差，有着较长的反向恢复过程和较大的反向恢复电荷，会产生较高的反向恢复电流，引起较大的开关损耗，甚至由反向恢复所产生的电流尖峰会超过开关管的耐流限制以致于使高、低边开关管发生击穿现象，因而采用Si MOSFET实现的图腾柱无桥PFC无法工作在电感电流CCM模式，只能工作在DCM模式或CRM模式。若想采用Si MOSFET来实现图腾柱无桥PFC 的CCM工作模式，则必须附加复杂的控制电路来进行控制，这无疑增加了控制电路的成本和设计难度。因而，图腾柱无桥PFC电路拓扑需要采用性能更为优异的开关器件实现。新型功率半导体器件GaN的出现，使图腾柱式无桥PFC有望成为最高效的PFC电路拓扑。因此，本文对基于GaN器件的图腾柱无桥PFC变换器作为前级PFC 电路拓扑进行研究。
后级隔离型DC/DC变换器
由于两级式车载充电机中的后级DC-DC变换器的输出端与车用锂电池组直接相连，从安全角度考虑，车载充电机的直流输出与交流输入间必须进行电气隔离，因此隔离型DC-DC功率变换器成为后级DC-DC变换器电路拓扑的必然选择。
常用的大功率隔离型DC-DC变换器包括反激式变换器、全/半桥硬开关变换器、移相全桥零电压开关变换器以及LLC谐振变换器等。它们均能有效实现输出级与输入级之间的电气隔离。但是，其中的反激式变换器的输入电能只能通过耦合电感经电-磁-电转换后传输至输出端，不能进行能量的直接传输，致使反激式变换器在诸多隔离型变换器中效率最低，不适合大功率变换场合应用。
相对于反激式变换器，桥式变换器由输入向输出提供电能的最大占空比可以接近为1，至少可以达到0.8，效率明显高于反激式变换器的效率。隔离型全桥硬开关变换器电路如图2.7所示。与半桥电路相比，全桥变换器在自行磁复位同时也存在偏磁现象，所需元器件数量增加，电路相对复杂，但是这种电路拓扑减小了开关管应力要求，能够工作在高电压、大功率场合。
上述几种隔离型变换器均采用硬开关技术，开关过程损耗是必不可免的，这也直接影响变换器效率的提高。因此，在全桥硬开关变换器的基础上发展出了工作在软开关状态的移相全桥零电压开关电路拓扑，其电路如图2.8所示。移相全桥零电压开关可以获得开关管的ZVS软开关条件，避免了开关管硬开关过程引起的开关损耗，有利于提高变换器的工作频率及效率、减小元器件体积及重量，使变换器的效率得到有效提高。是一种高效率隔离型DC-DC变换器。
与桥式硬开关工作原理类似，全桥移相零电压开关也是由于开关管的开通强迫输出整流二极管进入反向恢复状态的，所以在开关管开通过程中输出整流二极管的反向恢复损耗依旧存在。此外，相对桥式硬开关电路拓扑，该电路拓扑多出一个一次侧电感，增加了元件数量，因此全桥移相零电压开关并不是目前最理想的电路拓扑。
LLC谐振变换器采用PFM软开关技术，能够同时实现开关管的ZVS开通以及输出整流器的ZCS关断，图2.9为HB-LLC谐振变换器。该拓扑采用激励电流来维持ZVS开关状态，并能够在输出整流器电流降至零后自行实现反向恢复，避开与开关管开通状态同时出现，消除了二极管在反向恢复过程产生的损耗并降低了EMI，其性能及效率明显优于移相零电压方式。此外，利用磁集成技术将谐振电感集成于变压器中，有利于进一步减小变换器体积，提高变换器效率。HB-LLC谐振变换器适合用于高效率、高功率密度的场合，在各种DC/DC隔离型变换器中是效率最高的电路拓扑。
综上所述，LLC谐振变换器更适合在高效率和高功率密度场合应用。在各种DC-DC隔离型变换器中，LLC谐振变换器将软开关技术中的ZVS开通以及ZCS关断结合使用，是目前高效率变换电路中最为常用的隔离型DC-DC 电路拓扑。
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电动汽车车载充电机随车携带，更便于电动汽车的能量补给，但是受到体积、重量及供电功率的限制，车载充电机只能采用慢速充电模式，其充电功率一般为3.3kW或6.6kW。车载充电机可以将220V/16A的家庭用电作为能量来源，也可以在能够提供16~32A交流电源的场所进行功率变换。目前，车载充电机作为电动汽车的标配充电设备需要尽可能小的体积和尽可能高的效率。为了充分利用供电系统的容量，电动汽车车载充电机几乎无一例外的采用有源功率因数校正与DC/DC变换器的两级供电模式，在同等供电容量基础上获得最大化的输出功率。
车载充电机发展现状
在国内外各级政府的大力推广下，多家企业相继投身于车载充电机的产品研发，国外企业主要有美国的特斯拉、艾默生、德国的英飞凌及法国的法雷奥等，国内企业主要有深圳比亚迪、洛阳嘉盛、南京中港电力、湖北许继、威迈斯等，他们的产品功率等级均小于22kW，效率均在93%~95%之间。目前，我国电动汽车车载充电机多为3.3kW或6.6kW功率等级，通过采用单相220V/16A家庭用电实现3.3kW功率输出，或采用三相220V/32A交流充电桩实现6.6kW功率输出。现有的电动汽车多配备3.3kW功率等级的车载充电机，如特斯拉、沃尔沃S60L、奔驰C350el、腾势400等车型均可采用家用供电插座实现充电。表1.2为国内外电动汽车车载充电机产品性能指标。
两级式车载充电机拓扑及关键技术研究现状
由于车载充电机需要满足小型化、轻量化及高效率等应用需求，因此，目前车载充电机大多采用高频技术实现。高频开关电源主要采用单级式变换结构或两级式变换结构，其中的两级式变换结构由前级PFC以及后级DC/DC变换器构成。与单级式变换器相比，具有较高的功率因数和较小的谐波失真率，能够实现更高效的功率变换。
高效率PFC是减小谐波污染，实现高电能利用率的重要前提，是实现高效率车载充电机的重要保障。虽然传统升压型PFC具有较佳的特性，但是其结构中存在的整流桥在导通过程中将产生较大的损耗，以致于限制了PFC效率的提升。
后级DC-DC变换器拓扑结构的选择对车载充电机的高效率设计影响极大。目前，常用的高效率开关转换技术包括高频化技术、软开关技术、同步整流技术等，它们为高效率功率变换提供了技术支持。常用的软开关技术有移相零电压技术及LLC谐振变换技术等。
为了提高车载充电机的效率，除了通过选用高效率拓扑结构实现以外，开关器件的选择也至关重要。自20世纪80年代中期以来，功率MOSFET由于其开关速度快和电流增益高等优点而迅速发展。直至今日，绝大多数开关电源仍采用功率MOSFET。在车载充电机的设计中也常选择MOSFET作为开关管。随着器件制造工艺的提升，第三代功率半导体器件SiC MOSFET、GaN等具有更佳优异的开关特性，受到了国内外诸多学者的越来越广泛的研究。
随着国内外电动汽车产业的不断发展，车载充电机技术发展为电动汽车的普及起到了重要的推动作用，高效率、小型化的车载充电机技术正成为研究热点。基于单相家用供电系统的车载充电机，其高效率功率因数校正、高效率DC-DC变换和整机小型化是车载充电机设计中需要解决的关键问题，目前，车载充电机拓扑结构中多采用传统Si MOSFET作为开关管，这限制了车载充电机的工作频率及效率。辽宁工业大学邹颖在硕士论文中针对基于新型GaN器件的两级式高效率电动汽车车载充电机进行了以下研究。
基于GaN器件的两级式车载充电机由前级PFC和后级DC-DC变换器构成。前级PFC变换器设计采用基于GaN器件的图腾柱无桥PFC电路拓扑，以GaN器件作为高频桥臂开关管解决了采用传统Si MOSFET开关管无法使变换器工作在电感电流CCM模式问题，提高了变换器的功率等级。设计了以单周期控制芯片IR1150为主控芯片的全硬件控制电路，采用同步整流器型控制方式，实现了高频桥臂开关管的同步整流器型互补驱动控制，使GaN器件在有栅极正向驱动电压条件下反向导通续流，降低了GaN器件的反向导通压降，进一步提高了图腾柱无桥PFC的效率。通过PSIM仿真软件对电路拓扑及同步整流器型控制方式进行仿真验证，仿真结果表明，基于同步整流器型控制方式的图腾柱无桥PFC有效提高了功率因数校正效果。
采用HB-LLC谐振变换器作为后级DC-DC电路拓扑，设计了变换器的控制电路，实现软开关控制和恒流/恒压模式充电控制。HB-LLC谐振变换器设计以UCC25600为主控制芯片，控制HB-LLC谐振变换器的开关频率工作在谐振频率点附近，同时实现了一次侧开关管ZVS 开通及二次侧输出整流二极管ZCS关断，有效地降低了开关过程损耗；采用级联型GaN器件作为HB-LLC谐振变换器的开关管，能够进一步提高变换器的工作频率，减小元器件体积，提高整机效率。控制电路中通过电流反馈环、电压反馈环将检测的输出电流及电压与车载充电机额定输出对比调整，实现恒流充电模式及恒压充电模式的切换。PSIM仿真结果表明，HB-LLC谐振变换器能够在全负载范围内实现一次侧开关管ZVS开通及二次侧输出整流器ZCS关断，并能以8.25A进入恒流充电模式、400V进入恒压充电模式。
最后，搭建了基于GaN器件的3.3kW实验样机进行验证。实验测试结果表明，实验样机设计参数能满足车载充电机的应用要求，实现了8.25A恒流、400V恒压充电模式，在满载状态下，PFC效率能够达到97.9%以上，整机效率达到96%以上，满足了车载充电机小型化、高效率化等应用需求。
随着国内外电动汽车产业的不断发展，车载充电机技术发展为电动汽车的普及起到了重要的推动作用，高效率、小型化的车载充电机技术正成为研究热点。基于单相家用供电系统的车载充电机，其高效率功率因数校正、高效率DC-DC变换和整机小型化是车载充电机设计中需要解决的关键问题，目前，车载充电机拓扑结构中多采用传统Si MOSFET作为开关管，这限制了车载充电机的工作频率及效率。辽宁工业大学邹颖在硕士论文中针对基于新型GaN器件的两级式高效率电动汽车车载充电机进行了研究。
以下为论文节选：
系统总体方案及关键技术分析
车载充电机是将交流供电系统的能量转换为车用锂电池组储能的车用充电装置。根据车载充电机的基本技术要求，提出了基于前级图腾柱无桥PFC及后级HB-LLC的两级式车载充电机电路拓扑的整体设计方案。其中，前级图腾柱无桥PFC能够有效提高车载充电机的输入功率因数，减小输入电流谐波，实现直流母线预稳压作用，并有效提升交流供电系统的电能利用率，为车载充电机后级提供尽可能高的输入功率；后级HB-LLC不仅能够为负载提供所需要的直流电压，还能够实现电气隔离，保证电气安全。两级式变换结构可以工作在较宽的输入输出电压范围，实现高效率功率变换。应用具有高性能开关特性的新器件GaN FET，可以进一步提高两级式车载充电机的整机效率。
电动汽车车载充电机基本技术要求
该论文研究的车载充电机是基于单相220V/16A交流供电系统对车用锂电池组实现充电的。受到电网输入容量限制，本文研究的电动汽车车载充电机功率等级为3.3kW，其基本性能要求为：
（1）输入电压范围：190~240VAC
（2）输入电流限制值：16Arms
（3）输入频率：50Hz ± 2%交流电网
（4）输入功率：3.5k W
（5）恒流充电模式的输出电流：8.25A，输出充电电压范围：300~400VDC
（6）恒压充电模式的输出电压：400V，输出充电电流范围：0~8.25A
（7）最大输出功率3.3kW
（8）功率因数：>0.99；整机效率：>94%
总体方案设计
车载充电机的供电系统通常为单相220V/16A交流供电电网。为了最大限度的利用电能，根据车载充电机的基本技术要求，本文采用两级式高频开关电源拓扑结构，其中包括用于提高变换器输入功率因数，减小输入电流谐波，实现直流母线预稳压作用的前级PFC 变换器和为满足车载锂电池组恒流/恒压充电模式的后级DC-DC变换器，以及前、后级变换器相对应的控制电路。车载充电机的整体结构框图如图2.1所示。交流供电电网提供的50Hz单相交流电经过电源滤波器供给前级PFC功率变换器进行功率因数校正，并利用单周期控制方式使前级PFC电感电流工作在CCM工作模式，以提供稳定的直流输出电压供给后级DC-DC变换器；后级DC-DC变换器经过谐振控制电路工作于软开关状态，最终在实现电气隔离的同时以恒流/恒压方式为车用锂电池组提供所需的直流电。两级式车载充电机结构不仅可以提高车载充电机的效率及供电系统电能利用率，恒流/恒压供电模式还可以有利于延长车用锂电池组的使用寿命，提高电动汽车的续航里程。
功率因数校正（PFC）电路主要是通过改变电路自身结构使电路呈现纯电阻负载状态，从而获得与输入电压呈线性关系的基波电流，避免向电网回馈高次谐波电流，以最大限度地利用电网电能并最大限度地减小无功损耗，达到高PF值的一项技术。可以看出，高效率PFC是实现高电能利用率的重要前提。对于直接由家用16A供电插座提供电能的千瓦级电动汽车车载充电机而言，必然需要功率因数校正级，在单相220V/16A交流供电系统条件下，最大标称输入功率为：
目前，最为常用的有源PFC 电路是由整流电路和斩波电路构成，其具有较低的高次谐波，较高的PF值，所有的DC-DC电路均可以实现PFC 功能。但是，其中的反激式PFC的输出电压纹波（100Hz）较大；降压型PFC的输出电压不高于80V，全电压应用功率等级较低，PF值较小；升压型Boost PFC的输出电压较高，因而能够实现更高的功率等级，具有更高的PF值，是最为常用的PFC拓扑。
传统升压型Boost PFC拓扑
传统升压型Boost PFC是通过在整流桥后接Boost电路方式来迫使输入电流波形无相位差地跟随输入电压波形，电路如图2.2所示。在每半个工作周期内，电流回路中都会有3个功率器件导通，包括两个整流桥二极管，还有一个MOS管或者升压二极管。在电力电子电路中，二极管的正向压降不再是小信号时的0.7V，一般为0.9V~1.2V（由制造商制造水平决定），这将导致更大的导通损耗和开关损耗。
无桥PFC电路拓扑
针对传统升压型Boost PFC整流桥损耗较大等问题，多种无桥PFC拓扑被相继提出，它们目的皆在于去除两只整流桥二极管，减小导通回路中开关器件损耗，提高PFC效率。图2.3为标准无桥PFC电路。相对传统升压型Boost PFC电路，这种拓扑在电路正常工作过程中，交流回路中导通的二极管数量至少减少一只，在最低交流电压条件下明显提高整机电源效率。
为了充分发挥无桥PFC优势，消除标准无桥PFC拓扑共模干扰，对电路进行改进，从而出现了双Boost无桥PFC，电路如图2.4所示。这种拓扑采用双对称绕组电感，保证了在交流输入电压负半周期间PFC输出能够直接与交流输入N线，有效消除了共模干扰问题。这种拓扑不仅有标准无桥PFC的优点，在减小了输入电流纹波的同时也使效率得到了明显提升。
针对上述电路所存在的各种问题，本文主要分析电路结构简单，不需要另外添加元器件便能消除共模干扰的图腾柱无桥PFC拓扑结构，其电路如图2.6所示。与前面所述的各种无桥PFC相比较，图腾柱无桥PFC变换器的结构更加简单，并具有所用元器件少，成本低，共模干扰较小等优势。这种拓扑与标准无桥PFC类似，仅仅变换了开关管和二极管的位置，由开关管S1、S2 组合成高频桥臂，低速二极管D1、D2组合成低频桥臂。在交流输入电压正半周，输出地通过D2连接于交流输入端；在交流输入电压负半周期，输出母线通过D1连接到交流输入端，解决了标准无桥PFC拓扑共模干扰问题。
后级隔离型DC/DC变换器
由于两级式车载充电机中的后级DC-DC变换器的输出端与车用锂电池组直接相连，从安全角度考虑，车载充电机的直流输出与交流输入间必须进行电气隔离，因此隔离型DC-DC功率变换器成为后级DC-DC变换器电路拓扑的必然选择。
常用的大功率隔离型DC-DC变换器包括反激式变换器、全/半桥硬开关变换器、移相全桥零电压开关变换器以及LLC谐振变换器等。它们均能有效实现输出级与输入级之间的电气隔离。但是，其中的反激式变换器的输入电能只能通过耦合电感经电-磁-电转换后传输至输出端，不能进行能量的直接传输，致使反激式变换器在诸多隔离型变换器中效率最低，不适合大功率变换场合应用。
相对于反激式变换器，桥式变换器由输入向输出提供电能的最大占空比可以接近为1，至少可以达到0.8，效率明显高于反激式变换器的效率。隔离型全桥硬开关变换器电路如图2.7所示。与半桥电路相比，全桥变换器在自行磁复位同时也存在偏磁现象，所需元器件数量增加，电路相对复杂，但是这种电路拓扑减小了开关管应力要求，能够工作在高电压、大功率场合。
LLC谐振变换器采用PFM软开关技术，能够同时实现开关管的ZVS开通以及输出整流器的ZCS关断，图2.9为HB-LLC谐振变换器。该拓扑采用激励电流来维持ZVS开关状态，并能够在输出整流器电流降至零后自行实现反向恢复，避开与开关管开通状态同时出现，消除了二极管在反向恢复过程产生的损耗并降低了EMI，其性能及效率明显优于移相零电压方式。此外，利用磁集成技术将谐振电感集成于变压器中，有利于进一步减小变换器体积，提高变换器效率。HB-LLC谐振变换器适合用于高效率、高功率密度的场合，在各种DC/DC隔离型变换器中是效率最高的电路拓扑。
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